图1：这开环简化的反激式转换器将让咱们探求由漏电感带来的影响咱们已采集图2中不同漏电感的输入电压。垂直刻度是每等分620 mV，对每一波形都相反，但偏移量有所扭转以让一切曲线进入图中。第一个注释触及到振铃。在简直没有漏电感(1 μH)时，照应振铃和阻尼很轻。但负载电流的步幅不影响输入电压。随着漏电感参与，振铃开局削弱，振荡迅速中止，这时l= 50 μH。但是，漏电感越大，输入电压越低(从近20 V至17.6 V)，静态电压降低幅度越大：近0 V时无漏电感，达400 mV时漏电感最大。从这极速仿真中，咱们可观察到漏电感削弱瞬态照应，影响稳态输入电压(如第一局部所预测)，也会降低输入阻抗。为探求漏电感对频率照应的影响，咱们须要一个大信号模型而后线性化以给出转换器的小信号表白式。从这小信号模型中，咱们应该能剖析表白受漏电感影响的反激式转换器的控制-输入传递函数。
图2：不同的漏电感影响开环反激式转换器的几个参数大信号模型脉宽调制(PWM)开关自身就能很好地模拟一个反激式转换器。由Dr. Vatché Vorpérian于90年代提出，最便捷的模拟一个上班于CCM形式的双开关电压形式DC-DC转换器的大信号照应和固定开关频率如图3 。该原理包含平均两个衔接端之间的波形，“a”(有源)、“p”(无源)和“c”(共有的)以形容 一组延续时期的电流/电压等式。Vorpérian标明，性能如图3的电流和电压源相当于思考将理想的直流变压器衔接到终端 a-c-p，受匝数比d、占空比影响。
图3：无法能有比PWM开关模型更便捷的了！模型是不变的，说明它可代替其它DC-DC转换器，所无形容这PWM开关的等式坚持不变。图3所示的模型是大信号版本。假设SPICE可提供这模型的小信号照应–由于SPICE是线性求解器，它将在运转仿真前将模型线性化–咱们不能经常使用它的原型来确立控制-输入传递函数。咱们须要PWM开关的线性化或小信号版本。如图4所示，您可看到通用架构，并看它如何转化为上班中的SPICE模型。对那些对PWM开关的进一步具体消息感兴味的，有详尽引见及少量上班实例。
图4：PWM开关的小信号版本使原型稍微复杂请留意源包含几个与产品的直流和交换值关系的术语。例如，系列源B3示意为{V}除以{D}，乘以V(d)。{V}代表端子“a”和“p”之间的稳态电压，而{D}是稳态占空比。这些都是固定参数，对应于一个上班点。例如，图3中降压转换器的{Vap}是Vin. d，占空比可以是在0和1 V(0至100%)之间的恣意值。
图5显示了如何经常使用PWM开关模型仿真反激式转换器，它与特定变压器的等效比为1:d。框架电压是由仿真器计算出的偏置点。验证它们在适当的限制内很关键。有时结算器未能确定正确的操作点而是提供一个灵活照应。这显然是个失误的结果，必定摈弃它，直到找到一个新的正确的操作点。从第一局部，咱们知道CCM反激式转换器理想的(无漏电感)直传达递函数是
(1)这是原理图显示的整个负载电阻：咱们的偏置点是正确的。如今咱们有了大信号模型，咱们可在图4 的基础上推出小信号运行。为此，咱们须要计算几个固定参数，V和端子“c”的平均电流I。一旦您将PWM开关模型调整到适宜反激式转换器结构，在端子“a”和“p”之间的电压V变为输入电压V减去反射电压V/N(疏忽次级二极管V)。由于这电压是正数，咱们有
(2)端子“c”的电流是流过高级电感L的平均电流。导通或dT时期这电流的一局部在端子“a”循环，关断或 (1–d)T时期流过端子“p”。图7显示端子“a”和“c”的典型的刹时波形。依据图5中的运行原理图，端子“a”的平均电流也在输入源循环以发生P:
(3)
图5：PWM开关模型用于CCM反激式转换器的一个实践运行
图6：PWM开关模型的小信号版本仅需几个控制源。由图7，咱们可写
(4)将(4)代入(3)，并思考100%的能效(P= P)，咱们有
(5)因此
(6)
图7：端子“c”的电流是高级电感L电流。此表白式按图5中的参数窗口计算出一个参数并传递给受控源(花括号之间的值)。咱们如今可仿真并采集一个共用图中的一切曲线。咱们在图8中绘制进去，一切曲线(幅值和相位)齐全重合。这是一个CCM反激式转换器从占空比输入到输入的典型照应。谐振频率有个峰值，而后等效串联电阻(ESR)降至零，接上去是右半平面(RHP)相位从0开局进一步降低。
图8：从3个不同模型(包含大信号模型、基于变压器的电路和线性化版本)获取的频率照应齐全重合。思考漏电感在图5中给出的平均模型，对模型施加的电压是V。这电压在dT时期偏置高级电感Lp。理想上，按第一局部，思考漏电感，电压分于漏电感和高级电感之间，构成分压器Div：
(7)该模型的第一次性更新是由V*Div代替V。第二次扭转触及占空比d。咱们在第一局部已看到，占空比受漏电感磁化时期dT影响。平均模型的有效占空比须要反响这一理想，得出
(8)d取决于漏电感值(疏忽次级端二极管压降V)和谷底电流I
(9)为计算谷底电流，咱们可回头看看图7，可看到谷底电流实践上是平均电流I减去高级电感纹波的一半：
(10)纹波电流是在t或dT时期在串联的L和l施加V带来的偏移。因此谷底电流为
(11)峰值电流以相似方法得出，只不过这方法是I加上而不是减去电感纹波的一半
(12)在钳位网络循环的电流继续d2T，漏电感复位时期。这时期当然取决于l，但还有反射电压V和钳位电压V的起因。从第一局部咱们已确定对应的占空比为
(13)图9代表了导通时期发生影响的各种电流。低边是电源开关电流，其上是漏电感电流。当开关关断，咱们已看到电流简直立刻(疏忽C充电时期)流入钳位网络并迅速降至0。此时，漏电感复位，次级电流到达峰值。
图9：在漏电感复位时期dT时期，电流在RCD网络循环。因此在钳位二极管中循环的平均电流只是沿开关周期的小三角外表的平均值：
(14)由于I由(12)计算，咱们可在(14)建模的电流源衔接一个RC网络，将获取一个平均钳位电压。在SPICE中，这电压将用于确定如(13)形容的d。这等式中的峰值电流取决于负载电阻的输入电压。这电压取决于如第一局部所见的d。当您运转仿真，SPICE最终解出6-未知的/6-方程的系统，有时或者无法确定正确答案。为使它笼罩到正确的结果，.NODESET报告告知经常使用什么“种子(seed)”将有效地疏导至正确的偏置点。这种子是咱们倡导在它运转行启动SPICE的钳位电压。最终的大信号模型出如今图10中。附加的指令行是.NODESET V(clp) = 300 V。如今的上班包含比拟从逐周期模型到更新的平均模型的负载阶跃照应。选定几个漏电感值，1 μH, 10 μH 和30 μH。由图11、图12和图13证明，在逐周期模型敌对均模型之间的分歧性极佳。这些图的左边显示大尺度照应，而左边显示加大版，证明平均模型与开关模型的曲线有多吻合。小的差异出如今钳位电压，特意在直流电平。此参数预测中的任何分散造成了最终大的差异。图14比拟了在两个模型中钳位二极管阴极观察到的电压。两条曲线吻合得很好，只管小的偏向在这案例中发生了2.5%的误差。这误差随l参与而加大，但关于大的l值，误差坚持在10%以内。
图10：更新的大信号模型如今包含漏电感的影响
图11：漏电感为1-μH时的瞬态照应
图12：漏电感为10-μH时的瞬态照应
图13：漏电感为30-μH时的瞬态照应
图14：平均模型的钳位电压(在钳位二极管的阴极上)与逐周期模型十分吻合(l= 1 μH)。这些实验证明，受漏电感影响的大信号模型与逐周期模型十分吻合，因此可思考用于线性化运行。论断在这第二局部，咱们已看到漏电感如何影响反激式转换器上班于CCM的瞬态照应。驳回PWM开关模型并思考漏电感影响，咱们能建设一个模拟逐周期模型的平均模型。这有助于证明咱们的打算是正确的。它为第三局部作了铺垫，在第三局部中咱们将推导出转换器的小信号照应。介绍浏览：
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带有漏电感的反激式转换器小信号模型
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